LEDドライバ用の2コンパクト12V2アンペアSMPS回路

この投稿では、ICUC2842を使用した2つの単純な12V2アンペアSMPS回路について包括的に説明します。トランス巻線と部品仕様の正確な選択の詳細を提供するさまざまな式を評価することにより、2アンペアのフライバック設計を研究します。

デザイン＃1：はじめに

最初の設計は、用途の広いICVIPer53-Eに基づいています。

VIPer53-Eは、まったく同じパッケージ内に高電圧MDMesh™パワーMOSFETを備えた改良型電流モードPWMコントローラーで構築されています。 VIPer53-Eは、DIP8とPowerSO-10の2つの異なるパッケージに含まれています。ベンチマークボードは、間違いなくオフラインの広範囲の電源であり、オプトを介してPWMコントローラーを操作することで二次調整用に設計されたVIPer53-Eが含まれています。カプラー。スイッチング周波数は100kHzで、全体の出力電力は24Wです。

以下に、ICの主な機能のいくつかを示します。

•SMPSベースの汎用電源
•可変制限機能を備えた電流モード制御
•約75％の効率
•出力は短絡および過負荷保護で保護されています
•過熱は、内蔵のサーマルシャットダウン保護によっても制御されます
•EN55022クラスBEMI仕様およびBlueAngel規格に準拠しています。

VIPer53-Eを使用して提案された12V2アンペア回路の回路図は、以下の画像で確認できます。

完全なPCBとパーツリストをダウンロードする

主な動作条件は、次の画像から調べることができます。

変圧器の詳細：

上記のSMPS回路のフェライトコアトランス巻線の詳細は、次の図に示すデータに従って分析できます。

VIPer53-Eの詳細を調べることができます 記事上で

デザイン＃2：はじめに

次のデザインはに基づいています TexasInstrumentsのICUC2842 、定格12V、電流出力@ 2アンペアから4アンペアの高品位でソリッドステートの非常に信頼性の高いSMPS回路の構築にも使用できます。

この設計の完全な回路図は、次の図で確認できます。

この12V2アンペアSMPS回路で使用されるいくつかの主要コンポーネントの機能と重要性を理解してみましょう。

Cin入力バルクコンデンサと最小バルク電圧：

示されているバルクコンデンサCinは、単一または数個のコンデンサを並列に使用して組み込むことができます。おそらく、それらの両端にインダクタを使用して、差動モード伝導によって生成されるノイズを除去します。このコンデンサの値によって、最小バルク電圧のレベルが決まります。

最小バルク電圧を下げるために低い値のCinを使用すると、一次ピーク電流が上昇し、スイッチングMOSFETとトランスに過負荷がかかる可能性があります。

逆に、値を大きくしておくと、MOSFETとトラフォのピーク電流が高くなる可能性がありますが、これも許容できないため、図に示されている妥当な値を選択する必要があります。
これは、次の式を使用して実行できます。

ここで、Vin（min）は、約85 VRMSの最小AC入力電圧のRMS値を示します。

fLINE（min）は、47Hzと想定できる上記のRMS値の周波数を示します。

上記の式を参照すると、85％の効率で最小75Vのバルク電圧値を達成するには、Cin値を約126uFにする必要があります。プロトタイプでは、180uFで十分であることがわかりました。

Tansformerの巻数比の計算：

トランスの巻数の計算から始めるには、最も好ましいスイッチング周波数を見つける必要があります。

IC UC2842は500kHzの最大周波数を生成するように指定されていますが、実行可能で効率に関連するすべてのパラメーターを考慮して、デバイスを選択して約110kHzに設定することにしました。

これにより、トランスのサイズ、EMIフィルタの寸法に関して設計のバランスを適切に保ちながら、動作を許容可能な損失の範囲内に保つことができました。

Npsという用語は、変圧器の一次側を指し、これは、使用されるドライバMOSFETの定格と二次整流ダイオードの仕様の定格に応じて決定される場合があります。

最適なMOSFET定格を得るには、最初に、最大RMS電圧値（この場合は265V入力AC）を参照してピークバルク電圧を計算する必要があります。したがって、次のようになります。

シンプルさと費用対効果のために、この12V2アンペアsmps回路のプロトタイプには定格650VのMOSFETIRFB9N65Aが選択されました。

MOSFETドレインの最大電圧ストレスを仕様の約80％と見なし、最大バルク入力電源からの許容電圧スパイクとして30％をとると、結果として得られる反射出力電圧は130V未満になると予想されます。次の式で表されます。

したがって、12V出力の場合、最大一次/二次変圧器の巻数比またはNPSは、次の式に示すように計算できます。

私たちの設計では、Nps = 10の巻数比が組み込まれています。

この巻線は、ICが最適な条件下で動作し、回路全体で安定性が維持されるように、ICの最小Vcc仕様よりも少し高い電圧を生成できるように計算する必要があります。

補助巻線Npaは、次の式に示すように計算できます。

トランスの補助巻線は、バイアスをかけ、ICに動作電源を供給するために使用されます。

ここで、出力ダイオードの場合、その電圧ストレスは、以下に示すように、出力電圧と反射入力電源に相当する可能性があります。

「リンギング」現象による電圧スパイクに対抗するために、60V以上のブロッキング電圧定格のショットキーダイオードが必要であると考えられ、この設計に採用されました。

また、高電圧電流スパイク係数を遠ざけるために、これ フライバックコンバーターは設計されています 連続伝導モード（CCM）で動作します。

最大デューティサイクルの計算：

上記の段落で説明したように、変圧器のNPSを計算すると、必要な最大デューティサイクルDmaxは、CCMベースのコンバーターに割り当てられた伝達関数を介して計算できます。詳細は以下で確認できます。

トランスのインダクタンスとピーク電流

説明した12V2アンペアのsmps回路では、トランスの磁化インダクタンスLpはCCMパラメータに従って決定されました。この例では、出力リップルを最小に保つために、コンバータが約10％の負荷で最小バルク電圧を使用してCCM作業ゾーンに入ることができるようにインダクタンスが選択されました。

さまざまな技術仕様と公式に関する詳細については、 元のデータシートはこちら