シンプルなFET回路とプロジェクト

ザ・ 電界効果トランジスタまたはFET は、ごくわずかな電力入力を介して高電力DC負荷を切り替えるために使用される3端子半導体デバイスです。

FETには、高入力インピーダンス（メガオーム単位）や、信号源または接続された前段への負荷がほとんどないなど、いくつかの独自の機能があります。

FETは、高レベルの相互コンダクタンス（1000〜12,000マイクロオーム、ブランドおよびメーカーの仕様によって異なります）を示し、最大動作周波数も同様に大きくなります（かなりの数のバリアントで最大500 MHz）。

私はすでに私の1つでFETの動作と特性について説明しました 以前の記事 デバイスの詳細なレビューのために通過することができます。

この記事では、電界効果トランジスタを使用したいくつかの興味深く有用なアプリケーション回路について説明します。以下に示すこれらすべてのアプリケーション回路は、FETの高入力インピーダンス特性を利用して、非常に正確で高感度の広範囲の電子回路およびプロジェクトを作成します。

オーディオプリアンプ

FETは非常にうまく機能します ミニAFアンプ 小さいため、高い入力インピーダンスを提供し、必要なDC電力はごくわずかであり、優れた周波数応答を提供します。

シンプルな回路を備えたFETベースのAFアンプは、優れた電圧ゲインを提供し、マイクハンドルまたはAFテストプローブ内に収容できるほど小さく構築できます。

これらは、トランスミッションブーストが必要な段階と、一般的な回路に実質的に負荷をかけるべきでない段階との間のさまざまな製品に導入されることがよくあります。

上の図は、単段の回路を示しています。 1トランジスタアンプ FETの多くの利点を備えています。設計は、およびに匹敵する共通ソースモードです。 エミッタ接地BJT回路 。

アンプの入力インピーダンスは、抵抗R1によって導入される約1Mです。示されているFETは、低コストで簡単に入手できるデバイスです。

増幅器の電圧利得は10です。出力信号のピーククリッピングの直前の最適な入力信号の振幅は約0.7ボルトrmsであり、等価出力電圧の振幅は7ボルトrmsです。 100％の動作仕様では、回路は12ボルトのDC電源を介して0.7mAを引き出します。

単一のFETを使用すると、入力信号電圧、出力信号電圧、およびDC動作電流は、上記の値全体である程度変化する可能性があります。

100 Hz〜25 kHzの周波数では、増幅器の応答は1000Hz基準の1dB以内です。すべての抵抗器は1/4ワットタイプにすることができます。コンデンサC2とC4は35ボルトの電解パッケージであり、コンデンサC1とC3はほぼすべての標準的な低電圧デバイスである可能性があります。

標準のバッテリ電源または適切なDC電源は非常に機能します。FETアンプは、直列に接続された2つのシリコンソーラーモジュールによってソーラー駆動することもできます。

必要に応じて、抵抗R1の1メガオームのポテンショメータを交換することにより、常に調整可能なゲイン制御を実装できます。この回路は、音楽範囲全体で20 dBの信号ブーストを必要とする多くのアプリケーションで、プリアンプまたはメインアンプとしてうまく機能します。

増加した入力インピーダンスと中程度の出力インピーダンスは、おそらく仕様の大部分を満たします。非常に低ノイズのアプリケーションの場合、示されたFETを標準のマッチングFETに置き換えることができます。

2段FETアンプ回路

次の図は、上記のセグメントで説明したものと同様の、2つの同様のRC結合ステージを含む2ステージFETアンプの回路を示しています。

このFET回路は、適度なAF信号に大きなブースト（40 dB）を提供するように設計されており、個別に適用することも、この機能を必要とする機器のステージとして導入することもできます。

2段FETアンプ回路の入力インピーダンスは、入力抵抗値R1によって決定される約1メガオームです。設計のすべてのラウンド電圧ゲインは100ですが、特定のFETを使用すると、この数値は比較的上下にずれることがあります。

出力信号のピーククリッピング前の最大の入力信号の振幅は70mV rmsであり、その結果、出力信号の振幅は7ボルトrmsになります。

フル機能モードでは、回路は12ボルトのDC電源を介して約1.4 mAを消費する可能性がありますが、この電流は特定のFETの特性に応じて少し変化する可能性があります。

このタイプのフィルターは1つのステージの電流を減少させる可能性があるため、ステージ間でデカップリングフィルターを含める必要はありませんでした。ユニットの周波数応答は、100Hzから20kHz以上まで、1kHzレベルの±1dB以内でフラットにテストされました。

入力段は「全開」になっているため、この段と入力端子が適切にシールドされていないと、ハムがハムを拾う可能性があります。

永続的な状況では、R1を0.47メガに減らすことができます。アンプが信号源のより小さな負荷を作成する必要がある状況では、入力段が非常によくシールドされていれば、R1を最大22メガオームの非常に大きな値に増やすことができます。

そうは言っても、この値を超える抵抗は、抵抗値がFET接合抵抗値と同じになる可能性があります。

調整されていない水晶発振器

次の図に、単一の電界効果トランジスタを採用したピアス型水晶発振器回路を示します。ピアスタイプの水晶発振器は、チューニングなしで動作するという利点があります。 RF出力を抽出するには、水晶を取り付けてからDC電源で電力を供給する必要があります。

チューニングされていない 水晶発振器 トランスミッター、クロックジェネレーター、クリスタルテスターレシーバーフロントエンド、マーカー、RF信号ジェネレーター、シグナルスポッター（二次周波数標準）、およびいくつかの関連システムに適用されます。 FET回路は、チューニングに適した水晶のクイックスタート傾向を示します。

FETの調整されていない発振回路は、6ボルトのDC電源から約2mAを消費します。このソース電圧を使用すると、開回路RF出力電圧は約4％ボルトrms DC電源電圧になり、12ボルトも印加でき、それに応じてRF出力が増加します。

かどうかを調べるには オシレーター が機能している場合は、スイッチS1を閉じ、RF出力端子間にRF電圧計を接続します。 RFメーターにアクセスできない場合は、汎用ゲルマニウムダイオードを介して適切にシャントされた高抵抗DC電圧計を使用できます。

メーターの針が振動すると、回路の動作とRF放射が示されます。別のアプローチは、RF発振を決定するために水晶周波数で調整できるCW受信機のアンテナ端子と接地端子に発振器を接続することです。

機能の欠陥を回避するために、水晶が基本周波数カットである場合、ピアス発振器は水晶の指定された周波数範囲で動作することを強くお勧めします。

倍音水晶を使用する場合、出力は水晶の定格周波数では振動せず、水晶の比率によって決定されるより低い周波数で振動します。オーバートーン水晶の定格周波数で水晶を動作させるには、発振器が調整されたタイプである必要があります。

調整された水晶発振器

下の図Aは、ほとんどの種類の水晶で機能するように設計された基本的な水晶発振器の回路を示しています。回路は、インダクタL1内のドライバー調整可能なスラグを使用して調整されます。

この発振器は、通信、計装、制御システムなどのアプリケーション向けに簡単にカスタマイズできます。通信やRCモデル制御用のフリーパワー送信機としても適用できます。

共振回路L1-C1が水晶周波数に調整されるとすぐに、発振器は6ボルトのDC電源から約2mAを引き出し始めます。関連する開回路RF出力電圧は約4ボルトrmsです。

100 kHzの周波数ではインダクタ抵抗が使用されるため、他の周波数と比較してドレイン電流が減少します。

次の図（B）は、このFET発振回路で非常にうまく機能する産業用スラグ調整インダクタ（L1）のリストを示しています。

インダクタンスは、100 kHzの通常周波数、5つのハム無線帯域、および27 MHzの市民帯域に対して選択されますが、各インダクタのスラグの操作によってかなりのインダクタンス範囲が処理され、で提案されている帯域よりも広い周波数範囲があります。テーブルは、すべてのインダクタで取得できます。

インダクタ（L1）のスラグを上下に回すだけで、発振器を水晶周波数に調整して、RF出力端子間で接続されたRF電圧計の最適な偏差を得ることができます。

もう1つの方法は、ポイントXに0〜5 DCを接続してL1を調整することです。次に、メーターの読み取り値に急激な低下が見られるまで、L1スラグを微調整します。

スラッグチューニング機能は、正確にチューニングされた機能を提供します。リセット可能なキャリブレーションを使用して発振器を頻繁に調整することが不可欠になるアプリケーションでは、C2の代わりに100 pFの調整可能なコンデンサを使用し、性能範囲の最大周波数を固定するためだけにスラグを使用する必要があります。

位相シフトオーディオオシレーター

位相シフト発振器は、実際には、その非常にクリアな出力信号（最小歪みの正弦波信号）で好まれる、簡単な抵抗容量調整回路です。

このFETの高い入力インピーダンスは周波数を決定するRCステージの負荷をほとんど生成しないため、電界効果トランジスタFETはこの回路に最も適しています。

上の図は、単独のFETで動作する位相シフトAF発振器の回路を示しています。この特定の回路では、周波数は3ピンに依存します RC位相シフト回路 （C1-C2-C3-R1-R2-R3）オシレーターに特定の名前を付けます。

発振のために意図された180°位相シフトの場合、フィードバックラインのQ1、R、およびCの値は、個々のピン（R1-C1、R2-C2、およびR3-C3）間で60°シフトを生成するように適切に選択されます。 FETQ1のドレインとゲート。

便宜上、静電容量は値が等しくなるように選択され（C1 = C2 = C3）、抵抗も同様に等しい値（R1 = R2 = R3）で決定されます。

その場合のネットワーク周波数の周波数（さらに言えば、設計の発振周波数）はf = 1 /（10.88 RC）になります。ここで、fはヘルツ、Rはオーム、Cはファラッドです。

回路図に示されている値では、結果としての周波数は1021 Hzです（0.05uFのコンデンサで正確に1000Hzの場合、R1、R2、およびR3は個別に1838オームである必要があります）。位相シフト発振器で遊んでいる間は、コンデンサよりも抵抗を微調整する方が良いかもしれません。

既知の静電容量（C）の場合、目的の周波数（f）を取得するための対応する抵抗（R）はR = 1 /（10.88 f C）になります。ここで、Rはオーム、fはヘルツ、Cはファラッドです。

したがって、上の図に示されている0.05 uFのコンデンサでは、400 Hz = 1 /（10.88 x 400 X 5 X 10 ^ 8）= 1 / 0.0002176 = 4596オームに必要な抵抗があります。 2N3823 FETは、FET位相シフト発振回路の最適な動作に必要な大きな相互コンダクタンス（6500 / umho）を提供します。

回路は18ボルトのDC電源を介して約0.15mAを引き出し、開回路のAF出力は約6.5ボルトrmsです。回路で使用されるすべての抵抗器は、または1/4ワット5％定格です。コンデンサC5およびC6は、便利な低電圧デバイスです。

電解コンデンサC4は実際には25ボルトのデバイスです。安定した周波数を確保するには、コンデンサC1、C2、およびC3が最高の高品質であり、静電容量と注意深く一致している必要があります。

超再生レシーバー

次の図は、2N3823VHF電界効果トランジスタを使用して構築された自己消光型の超再生受信機の回路を示しています。

L1に4つの異なるコイルを使用すると、回路は2、6、および10メートルのハムバンド信号と、場合によっては27MHzのスポットをすばやく検出して受信を開始します。コイルの詳細を以下に示します。

• 10メートルバンドまたは27MHZバンドを受信するには、セラミックフォーマーの鉄粉コアスラグ上でL1 = 3.3 uH〜6.5uHのインダクタンスを使用します。
• 6メートル帯を受信するには、L1 = 0.99 uH〜1.5 uHのインダクタンス、セラミックフォームでは0.04、鉄のスラグを使用します。
• 2メートルのアマチュアバンド風L1を4ターンNo.14裸線空巻1/2インチ径で受けます。

周波数範囲により、受信機は特に標準通信および無線モデル制御に使用できます。すべてのインダクタは、単独の2端子パッケージです。

ザ・ 27 MHz 6メートルと10メートルのインダクタは通常のスラグ調整ユニットであり、すばやくプラグインまたは交換するために2ピンソケットに取り付ける必要があります（シングルバンドレシーバの場合、これらのインダクタはPCB上に恒久的にはんだ付けできます）。

そうは言っても、2メートルのコイルはユーザーが巻く必要があります。また、シングルバンドレシーバーとは別に、プッシュインタイプのベースソケットを装備する必要があります。

（RFC1-C5-R3）を含むフィルターネットワークは、受信機の出力回路からRF成分を排除し、追加のフィルター（R4-C6）はクエンチ周波数を減衰させます。 RFフィルターに適切な2.4uHインダクター。

設定方法

最初に超再生回路をチェックするには：
1-ハイインピーダンスヘッドセットをAF出力スロットに接続します。
2-音量調節ポットR5を最高の出力レベルに調整します。
3-回生制御ポットR2を下限に調整します。
4-チューニングコンデンサC3を最大の静電容量レベルに調整します。
5-スイッチS1を押します。
6-ポットの特定のポイントで大きなシューという音が聞こえるまで、ポテンショメータR2を動かし続けます。これは、超再生の開始を示します。このヒスノイズの音量は、コンデンサC3を調整するとかなり一定になりますが、R2が最上レベルに向かって移動すると、少し音量が大きくなるはずです。

7-次へアンテナとアース接続を接続します。アンテナ接続がヒスノイズを停止した場合は、ヒスノイズが戻るまでアンテナトリマコンデンサC1を微調整します。すべての周波数帯域の範囲を有効にするには、このトリマーを絶縁ドライバーで1回だけ調整する必要があります。
8-次に、受信機のAGCアクティビティと音声処理の音声応答を観察しながら、すべてのステーションで信号を調整します。
9-C3に取り付けられた受信機調整ダイヤルは、アンテナと接地端子に取り付けられたAM信号発生器を使用して校正できます。
ハイインピーダンスイヤホンまたはAF電圧計をAF出力端子に接続し、ジェネレーターを微調整するたびに、C3を調整してオーディオピークの最適なレベルを取得します。

10メートル、6メートル、および27 MHz帯域の上限周波数は、一致する周波数に固定され、C3を持つ信号発生器を使用して、関連するコイル内のスクリュースラグを変更することにより、C3キャリブレーションの同じ場所に配置できます。最小容量に近い必要なポイントに固定されています。

それにもかかわらず、2メートルのコイルにはスラグがなく、トップバンド周波数に合わせるために巻線を絞ったり伸ばしたりして微調整する必要があります。

コンストラクターは、超再生受信機は実際にはRFエネルギーの積極的な放射体であり、同じ周波数に調整された他のローカル受信機と深刻に競合する可能性があることに留意する必要があります。

アンテナ結合トリマーC1は、このRF放射を少し減衰させるのに役立ちます。これにより、バッテリー電圧が最小値まで低下する可能性がありますが、それでも適切な感度と音量を管理できます。

超再生器の前に電力を供給される無線周波数増幅器は、RF放射を低減するための非常に生産的な媒体です。

電子DC電圧計

次の図は、11メガオームの入力抵抗（シールドプローブに1メガオームの抵抗を含む）を備えた対称型電子DC電圧計の回路を示しています。

ユニットは、統合された9ボルトバッテリーBから約1.3 mAを消費するため、長期間動作したままにすることができます。このデバイスは、0-0.5、0-1、0-5、0-10、0-50、0-100、0-500、およびO-1000ボルトの8つの範囲で0〜1000ボルトの測定を専門としています。

入力分圧器（レンジスイッチング）、必要な抵抗は、直列接続されたストック値抵抗で構成されており、描写された値にできるだけ近い抵抗値を取得するために慎重に決定する必要があります。

精密機器タイプの抵抗器が入手できる場合、このスレッドの抵抗器の数を50％減らすことができます。つまり、R2とR3の場合、5メガを置き換えます。 R4およびR5の場合、4メガ。 R6とR7の場合、R8とR9の場合は500 K、R10とR11の場合は400 K、R12とR13の場合は50 K、R14とR15の場合は40K、5KとR16とR17,5Kの場合。

このバランスのとれた DC電圧計回路 ゼロドリフトがほとんどない機能です。FETQ1のあらゆる種類のドリフトは、Q2のバランスドリフトで自動的に打ち消されます。 FETの内部ドレイン-ソース間接続は、抵抗R20、R21、およびR22とともに、抵抗ブリッジを作成します。

ディスプレイマイクロアンメータM1は、このブリッジネットワーク内の検出器のように機能します。ゼロ信号入力が電子電圧計回路に適用されると、ポテンショメータR21を使用してこのブリッジのバランスを調整することにより、メータM1がゼロに定義されます。

以降、入力端子にDC電圧が印加されると、FETの内部ドレイン-ソース間抵抗の変化により、ブリッジのバランスが崩れ、メーターの読み取り値に比例した量のたわみが生じます。

ザ・ RCフィルター R18とC1によって作成され、プローブと電圧スイッチング回路によって検出されたACハムとノイズを除去するのに役立ちます。

予備校正のヒント

入力端子間にゼロ電圧を印加する：
1 S2のスイッチをオンにし、ポテンショメータR21をメーターM1が目盛りでゼロになるまで調整します。この最初のステップで、レンジスイッチS1を任意の場所に設定できます。

2-位置範囲スイッチを1Vの配置に切り替えます。
3-入力端子間に正確に測定された1ボルトのDC電源を接続します。
4-校正制御抵抗R19を微調整して、メーターM1で正確なフルスケールのたわみを取得します。
5-入力電圧を簡単に取り除いて、メーターがまだゼロスポットのままであるかどうかを確認します。表示されない場合は、R21をリセットしてください。
6- 1 V入力電源に応答してメーターにフルスケールのたわみが見られるまで、ステップ3、4、および5の間でシャッフルし、1V入力が削除されるとすぐに針がゼロマークに戻ります。

Rheostat R19は、もちろんその設定が何らかの形でずれない限り、上記の手順が実装されると、繰り返し設定する必要はありません。

ゼロ設定用のR21は、まれにしかリセットを要求しない場合があります。レンジ抵抗R2〜R17が高精度抵抗の場合、このシングルレンジキャリブレーションは、残りのレンジが自動的にキャリブレーション範囲に入るのに十分なだけになります。

メーター用に専用の電圧ダイヤルをスケッチするか、0-100ボルトの範囲を除くすべての範囲で適切な乗数を想像することにより、既存の0-100uAスケールをボルトでマークすることができます。

高インピーダンス電圧計

信じられないほど高いインピーダンスの電圧計は、電界効果トランジスタ増幅器を介して構築することができます。次の図は、この機能の簡単な回路を示しています。この回路は、さらに拡張されたデバイスにすばやくカスタマイズできます。

電圧入力がない場合、R1はFETゲートを負の電位に保ち、VR1は、メーターMを介した供給電流が最小になるように定義されます。 FETゲートに正の電圧が供給されるとすぐに、メーターMは供給電流を示します。

抵抗R5は、メーターを保護するために、電流制限抵抗のように配置されているだけです。

R1に1メガオーム、R2、R3、R4に10メガオームの抵抗を使用すると、メーターは約0.5v〜15vの電圧範囲を測定できます。

VR1ポテンショメータは通常5kです

15v回路のメーターによって強制される負荷は、30メガオームを超える高インピーダンスになります。

スイッチS1は、さまざまな測定範囲を選択するために使用されます。 100 uAメーターを使用する場合、R5は100kになる可能性があります。

メーターは線形目盛を提供しない場合がありますが、特定の校正はポットと電圧計を介して簡単に作成できます。これにより、デバイスで必要なすべての電圧をテストリード全体で測定できます。

直読式静電容量計

静電容量値を迅速かつ効果的に測定することは、以下の回路図に示されている回路の主な特徴です。

この静電容量計は、0〜0.1 uF 0〜200 uF、0〜1000 uF、0〜0.01 uF、および0〜0.1uFの4つの個別の範囲を実装します。回路の作業手順は非常に直線的であるため、ピコファラッドおよびマイクロファラッドで0〜50DCマイクロアンメータM1スケールを簡単に校正できます。

その後、スロットX〜Xに接続された未知の静電容量は、いかなる種類の計算やバランス操作も必要とせずに、メーターを通して直接測定できます。

この回路には、内蔵の18ボルトバッテリーBを介して約0.2 mAが必要です。この特定の静電容量計回路では、2つのFET（Q1およびQ2）が標準のドレイン結合マルチバイブレーターモードで機能します。

Q2ドレインから得られるマルチバイブレータ出力は、主にコンデンサC1〜C8と抵抗R2〜R7の値によって決定される周波数の定振幅方形波です。

各範囲の静電容量は同じように選択されますが、抵抗の選択についてもまったく同じことが行われます。

6極。 4ポジション。ロータリースイッチ（S1-S2-S3-S4-S5-S6）は、選択した静電容量範囲のテスト周波数を提供するために必要なメーターと回路の抵抗の組み合わせとともに、適切なマルチバイブレーターコンデンサと抵抗を選択します。

方形波は、未知のコンデンサ（端子X〜Xの間に接続されている）を介してメーター回路に適用されます。未知のコンデンサがスロットX〜Xに接続されていない限り、メーターの針はゼロで静止すると予想されるため、ゼロメーターの設定について心配する必要はありません。

選択した方形波周波数の場合、メーターの針のたわみは、未知の静電容量Cの値に正比例する読み取り値を生成し、優れた線形応答を生成します。

したがって、回路の予備校正が、端子XXに取り付けられた正確に識別された1000 pFコンデンサを使用して実装され、範囲スイッチが位置Bに配置され、校正ポットR11がメーターM1で正確なフルスケール偏向を達成するように調整された場合、その後、メーターは間違いなくフルスケールの偏向で1000pF値を測定します。

提案されてから 静電容量計回路 それに線形応答を提供し、500 pFはメーターダイヤルの約半分のスケールで、100pFは1/10スケールで読み取ることが期待できます。

の4つの範囲について 静電容量測定 、マルチバイブレータ周波数は、50 kHz（0〜200 pF）、5 kHz（0〜1000 pF）、1000 Hz（0〜0.01 uF）、および100 Hz（0〜0.1 uF）の値に切り替えることができます。

このため、スイッチセグメントS2とS3は、マルチバイブレータ抵抗を同等のペアで切り替えるスイッチセクションS4とS5と一致して、マルチバイブレータコンデンサを同等のセットと交換します。

周波数決定コンデンサは、ペアで静電容量を一致させる必要があります：C1 = C5。 C2 = C6。 C3 = C7、およびC4 = C8。同様に、周波数決定抵抗はペアで抵抗整合する必要があります：R2 = R5。 R3 = R6、およびR4 = R7。

同様に、FETドレインの負荷抵抗R1とR8を適切に一致させる必要があります。ポットR9。校正に使用するR11、R13、R15は巻線型であり、校正目的でのみ調整されるため、回路の筐体内に取り付け、ドライバーで調整できるスロットシャフトを備えています。

すべての固定抵抗器（R1〜R8。R10、R12。R14）は1ワット定格である必要があります。

初期キャリブレーション

キャリブレーションプロセスを開始するには、0.1 uF、0.01 uF、1000 pF、および200pFの値を持つ4つの完全に既知の非常に低リークのコンデンサが必要です。
1-レンジスイッチを位置Dに保ち、0.1uFコンデンサを端子X-Xに挿入します。
2-S1をオンにします。

特徴的なメーターカードを描くか、既存のマイクロアンメーターのバックグラウンドダイヤルに数字を書き込んで、0〜200 pF、0〜1000 pF、0〜0.01 uF、および0〜0 1uFの静電容量範囲を示すことができます。

静電容量計をさらに使用する場合、メーターの静電容量の読み取り値をテストするために、端子X〜Xに未知のコンデンサを接続してS1をオンにする必要があると感じる場合があります。最高の精度を得るには、メータースケールの上部の周りのたわみを許容する範囲を組み込むことをお勧めします。

電界強度計

以下のFET回路は、250 MHz以内のすべての周波数の強度を検出するように設計されており、場合によってはさらに高くなることもあります。

小さな金属棒、棒、伸縮アンテナが無線周波数エネルギーを検出して受信します。 D1は信号を整流し、R1を介してFETゲートに正の電圧を供給します。このFETはDCアンプのように機能します。 「SetZero」ポットは、1kから10kまでの任意の値にすることができます。

RF入力信号が存在しない場合、メーターがわずかな電流を表示するようにゲート/ソース電位を調整します。この電流は、入力RF信号のレベルに応じて比例して増加します。

より高い感度を得るために、100uAメーターを設置することができます。そうでなければ、25uA、500uA、1mAのような低感度メーターも非常にうまく機能し、必要なRF強度測定を提供する可能性があります。

の場合 電界強度計 VHFのみをテストするために必要な場合は、VHFチョークを組み込む必要がありますが、低周波数周辺の通常のアプリケーションでは、短波チョークが不可欠です。約2.5mHのインダクタンスは、最大1.8MHz以上の周波数で機能します。

FET電界強度計回路は、アンテナをエンクロージャーの外側に垂直に伸ばした状態で、コンパクトな金属ボックス内に構築できます。

動作中、このデバイスは、送信機の最終増幅器とアンテナ回路の調整、またはバイアス、ドライブ、その他の変数の再調整を可能にして、最適な放射出力を確認します。

調整の結果は、メーターの針の急激な上向きのたわみや傾斜、または電界強度メーターの読み取りによって確認できます。

水分検出器

以下に示す高感度FET回路は、大気中の湿気の存在を認識します。センスパッドに湿気がない限り、その抵抗は過度になります。

一方、パッドに水分が存在すると抵抗が低下するため、TR1はP2による電流の伝導を可能にし、TR2のベースを正にします。このアクションにより、リレーがアクティブになります。

VR1は、TR1がオンになるレベルの再調整を可能にするため、回路の感度を決定します。これは非常に高いレベルに修正される可能性があります。

ポットVR2を使用すると、コレクタ電流を調整して、検出パッドが乾燥している間、リレーコイルを流れる電流を非常に小さくすることができます。

TR1は2N3819またはその他の一般的なFETであり、TR2はBC108またはその他の高ゲインの通常のNPNトランジスタです。センスパッドは、0.1インチまたは0.15インチのマトリックス穴あき回路PCBから、穴の列全体に導電性フォイルを使用してすばやく製造されます。

回路を水位検出器として使用する場合は、1 x 3インチのボードで十分ですが、FETを有効にするには、より大きなサイズのボード（おそらく3 x 4インチ）をお勧めします。 水分検出 、特に梅雨の時期。

警告ユニットは、表示灯、ベル、ブザー、サウンドオシレーターなどの任意のデバイスにすることができ、これらはエンクロージャー内に統合することも、外部に配置して延長ケーブルを介して接続することもできます。

電圧レギュレーター

以下で説明する単純なFET電圧レギュレータは、最小限の部品を使用して適度に優れた効率を提供します。基本的な回路を以下に示します（上）。

負荷抵抗の変化によって引き起こされる出力電圧のあらゆる種類の変動は、f.e.t。のゲート-ソース間電圧を変化させます。 R1、およびR2経由。これにより、ドレイン電流の変化が打ち消されます。安定化率は素晴らしいです（ ≈ 1000）ただし、出力抵抗は非常に高く、R0> 1 /（YFs>500Ω）であり、出力電流は実際には最小です。

これらの異常を打ち負かすために、改善された底 電圧調整回路 利用できます。安定化率を損なうことなく、出力抵抗を大幅に低減します。

最大出力電流は、最後のトランジスタの許容損失によって制限されます。

抵抗R3は、TR3に数mAの静止電流を生成するように選択されています。示された値を適用した適切なテストセットアップでは、5V出力で負荷電流を0から60mAに変化させた場合でも、0.1V未満の変化が発生しました。出力電圧に対する温度の影響は調査されていませんが、f.e.t。のドレイン電流を適切に選択することで制御できる可能性があります。

オーディオミキサー

フェードインまたはフェードアウトに興味がある場合があります。 いくつかのオーディオ信号をミックスする カスタマイズされたレベルで。以下に示す回路は、この目的を達成するために使用できます。 1つの特定の入力はソケット1に関連付けられ、2番目の入力はソケット2に関連付けられます。各入力は高インピーダンスまたはその他のインピーダンスを受け入れるように設計されており、独立したボリュームコントロールVR1およびVR2を備えています。

R1およびR2抵抗は、ポットVR1およびVR2からの絶縁を提供し、一方のポットからの最低設定が他方のポットの入力信号を接地しないようにします。このような設定は、マイク、ピックアップ、チューナー、携帯電話などを使用するすべての標準アプリケーションに適しています。

FET 2N3819だけでなく、他のオーディオおよび汎用FETも問題なく動作します。出力は、C4を介したシールドコネクタである必要があります。

シンプルなトーンコントロール

可変の音楽トーンコントロールにより、個人の好みに応じてオーディオと音楽をカスタマイズしたり、特定の大きさの補正を行ってオーディオ信号の全体的な周波数応答を高めることができます。

これらは、水晶や磁気の入力ユニットと組み合わされることが多い標準的な機器、またはラジオやアンプなど、そのような音楽の専門化を目的とした入力回路がない場合に非常に役立ちます。

次の図に、3つの異なるパッシブトーン制御回路を示します。

これらの設計は、Aに示すように、一般的なプリアンプステージで動作するように作成できます。これらのパッシブトーンコントロールモジュールでは、オーディオの一般的な損失が発生し、出力信号レベルがいくらか低下する可能性があります。

Aのアンプに十分なゲインが含まれている場合でも、十分なボリュームを実現できます。これは、アンプやその他の条件、およびプリアンプが音量を再確立する可能性があると想定される場合に依存します。ステージAでは、VR1はトーンコントロールのように機能し、ワイパーがC1に向かって移動するのに応じて、より高い周波数が最小化されます。

VR2は、ゲインまたはボリュームコントロールを形成するように配線されています。 R3とC3はソースバイアスとバイパスを提供し、R2はドレインオーディオ負荷として機能し、出力はC4から取得されます。 R1とC2は、正の供給ラインを分離するために使用されます。

回路は12vDC電源から電力を供給できます。より高い電圧が必要な場合は、R1を変更できます。この回路および関連する回路では、C1などの位置の大きさの選択にかなりの自由度があります。

回路Bでは、VR1はトップカットコントロールのように機能し、VR2はボリュームコントロールとして機能します。 C2はGでゲートに結合され、2.2 Mの抵抗がゲートから負のラインへのDCルートを提供し、残りの部分はAと同様にR1、R2、P3、C2、C3、およびC4です。

Bの一般的な値は次のとおりです。

• C1 = 10nF
• VR1 = 500k線形
• C2 = 0.47uF
• VR2 = 500kログ

別のトップカットコントロールがCで表示されます。ここで、R1とR2はAのR1とR2と同じです。

AのC2はAのように組み込まれています。時折、このタイプのトーン制御は、回路基板にほとんど支障をきたすことなく、既存のステージに含めることができます。 CでのC1は47nF、VR125kにすることができます。

VR1の場合は、より大きな大きさを試すことができますが、VR1の可聴範囲の大部分が、その回転のごく一部を消費する可能性があります。トップカットを強化するために、C1を高くすることができます。異なる部品値で得られる結果は、回路のインピーダンスの影響を受けます。

シングルダイオードFETラジオ

以下の次のFET回路は単純なものを示しています 増幅ダイオードラジオ受信機 単一のFETといくつかのパッシブ部品を使用します。 VC1は、すべての比率をコンパクトにする必要がある場合に備えて、一般的なサイズの500pFまたは同一のGANGチューニングコンデンサまたは小さなトリマーにすることができます。

チューニングアンテナコイルは、フェライトロッド上で26swgから34swgのワイヤーを50ターン使用して構築されています。または、既存の中波受信機から回収することもできます。巻線の数により、近くのすべてのMW帯域を受信できるようになります。

MWTRFラジオ受信機

次の比較的包括的なTRF MW無線回路 FETのクーペだけを使用して構築できます。それはまともなヘッドフォン受信を提供するように設計されています。より長い距離の場合、より長いアンテナ線を無線機に接続するか、近くのMW信号ピ​​ックアップのみにフェライトロッドコイルを使用することにより、より低い感度で使用することができます。 TR1は検出器のように機能し、再生はチューニングコイルを軽くたたくことによって実現されます。

再生を適用すると、選択性が大幅に向上するだけでなく、弱い伝送に対する感度も向上します。ポテンショメータVR1は、TR1のドレイン電位の手動再調整を可能にするため、再生制御として機能します。 TR1からの音声出力はC5でTR2に接続されています。

このFETは、ヘッドホンを駆動するオーディオアンプです。フルヘッドセットはカジュアルなチューニングに適していますが、DC抵抗が約500オーム、またはインピーダンスが約2kの電話は、このFETMW無線機に優れた結果をもたらします。リスニングにミニイヤピースが必要な場合、これは中インピーダンスまたは高インピーダンスの磁気デバイスにすることができます。

アンテナコイルの作り方

チューニングアンテナコイルは、約5インチx 3/8インチの長さの標準フェライトロッド上に、50ターンのスーパーエナメル26swgワイヤを使用して構築されています。ターンがロッド上のコイルのスライドを容易にする細いカードパイプに巻き付けられている場合、バンドカバレッジを最適に調整できる可能性があります。

巻線はAから始まり、アンテナのタッピングは約25ターンのポイントBで抽出できます。

点Dはコイルの接地端端子です。タッピングCの最も効果的な配置は、選択したFET、バッテリー電圧、および無線受信機をアンテナなしの外部アンテナ線と組み合わせるかどうかに大きく依存します。

タッピングCがエンドDに近すぎると、VR1を最適な電圧に回転させても、再生が開始されなくなるか、非常に悪くなります。ただし、CとDの間に多くのターンがあると、VR1を少し回転させても発振が発生し、信号が弱くなります。