IGBTはの略です 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ 、を含むパワー半導体 MOSFETの特徴高速で電圧に依存するゲートスイッチング、および最小のオン抵抗（低飽和電圧）特性 BJT 。

図1は、バイポーラトランジスタがMOSゲートアーキテクトと連携するIGBT等価回路を示していますが、同様のIGBT回路は、実際にはMOSトランジスタとバイポーラトランジスタの混合物です。

最小の飽和電圧特性とともに高速スイッチング速度を約束するIGBTは、太陽エネルギー利用ユニットや無停電電源装置（UPS）などの商用アプリケーションから、温度制御などの家電分野まで、幅広い範囲で使用されています。誘導加熱コンロ、空調機器PFC、インバーター、デジタルカメラストロボスコープ。

下の図2は、IGBT、バイポーラトランジスタ、およびMOSFETの内部レイアウトと属性の間の評価を示しています。 IGBTの基本的なフレームワークは、ドレイン（コレクタ）セクションにp +層が配置され、さらにpn接合が追加されたMOSFETのフレームワークと同じです。

このため、少数キャリア（正孔）がp +層を介して導電率変調でn-層に挿入される傾向がある場合は常に、n-層の抵抗が劇的に減少します。

その結果、IGBTは飽和電圧（ON抵抗が小さい）大電流に対応する場合、MOSFETに比べて導通損失を最小限に抑えることができます。

とはいえ、ホールの出力流路については、特定のIGBT設計により、ターンオフ期間での少数キャリアの蓄積が禁止されています。

この状況は、として知られている現象を引き起こします テール電流 、ここで、ターンオフは遅くなる。テール電流が発生すると、スイッチング周期がMOSFETよりも遅れて遅くなり、IGBTのターンオフ期間中のスイッチング時間損失が増加します。

絶対最大定格

絶対最大仕様は、IGBTの安全で健全なアプリケーションを保証するために指定された値です。

これらの指定された絶対最大値を一瞬でも超えると、デバイスが破壊または故障する可能性があるため、以下に示すように、最大許容定格内でIGBTを使用してください。

アプリケーションインサイト

使用温度/電流/電圧などの推奨アプリケーションパラメータが絶対最大定格内に維持されている場合でも、IGBTが頻繁に過大な負荷（極端な温度、大きな電流/電圧供給、極端な温度変動など）にさらされる場合は、デバイスの耐久性に深刻な影響を与える可能性があります。

電気的特性

次のデータは、IGBTの動作を詳細に説明および理解するために通常使用される、IGBTに関連するさまざまな用語とパラメータに関する情報を提供します。

コレクタ電流、コレクタ散逸 ：図3は、IGBTRBN40H125S1FPQのコレクタ損失温度波形を示しています。最大許容コレクタ損失は、さまざまなケース温度で表示されます。

以下の式は、周囲温度TC = 25℃以上の場合に適用されます。

Pc =（Tjmax-Tc）/ Rth（j-c）

周囲温度TCが25℃以下の条件では、IGBTコレクタの消費は絶対最大定格に従って適用されます。

IGBTのコレクタ電流を計算する式は次のとおりです。

Ic =（Tjmax-Tc）/ Rth（j − c）×VCE（sat）

ただし、上記は一般的な式であり、単にデバイスの温度に依存する計算です。

IGBTのコレクタ電流は、コレクタ/エミッタ飽和電圧VCE（sat）によって決定され、電流と温度条件にも依存します。

さらに、IGBTのコレクタ電流（ピーク）は、IGBTが処理できる電流の量によって定義されます。電流の量は、取り付け方法と信頼性に依存します。

そのため、特定の回路アプリケーションでIGBTを使用している間は、IGBTの最大許容限界を超えないようにすることをお勧めします。

一方、コレクタ電流がデバイスの最大定格よりも低い場合でも、ユニットの接合部温度または安全動作領域によって制限される可能性があります。

したがって、IGBTを実装する際には、これらのシナリオを必ず考慮してください。コレクタ電流とコレクタ損失の両方のパラメータは、通常、デバイスの最大定格として指定されます。

安全な操作エリア

ザ・

IGBTのSOAは順バイアスSOAと逆バイアスSOAで構成されていますが、特定の値の範囲はデバイスの仕様によって異なる可能性があるため、データシートで同等の事実を確認することをお勧めします。

フォワードバイアスセーフオペレーティングエリア

図5は、IGBT RBN50H65T1FPQの順方向バイアス安全動作領域（FBSOA）を示しています。

“ダミー用の三相電源 ”

以下に概説するように、SOAは特定の制限に応じて4つの領域に分割されます。

最高定格のコレクタパルス電流IC（ピーク）によって制限される領域。
コレクタ散逸領域によって制限される領域
二次故障により制限されたエリア。この種の誤動作により、デバイスに2次ブレークダウンマージンがある場合を除いて、IGBTの安全動作領域が狭くなることに注意してください。
最大コレクターからエミッター電圧のVCES定格によって制限される領域。

逆バイアス安全動作領域

図6は、IGBT RBN50H65T1FPQの逆バイアス安全動作領域（RBSOA）を示しています。

この特定の特性は、バイポーラトランジスタの逆バイアスSOAに従って機能します。

誘導性負荷のターンオフ期間中に、バイアスを含まない逆バイアスがIGBTのゲートとエミッタの間に供給されると、IGBTのコレクタ-エミッタに高電圧が供給されていることがわかります。

同時に、残留ホールの結果として大電流が絶えず移動します。

とはいえ、この機能では順バイアスSOAは使用できませんが、逆バイアスSOAは使用できます。

逆バイアスSOAは、以下のポイントで説明するように、2つの制限された領域に分割されます。最終的に、この領域は、IGBTの実際の機能手順を検証することによって確立されます。

最大ピークコレクタ電流Ic（peak）によって制限される領域。
最大コレクタ-エミッタ間電圧降伏定格VCESによって制限される領域。指定されたVCEIC動作軌道がデバイスのSOA仕様から外れると、IGBTが損傷する可能性があることに注意してください。

したがって、 IGBTベースの回路を設計している間 、消費およびその他のパフォーマンスの問題が推奨境界に従っていることを確認する必要があります。また、ブレークダウン許容値に関連する特定の特性と回路ブレークダウン定数にも注意を払う必要があります。

たとえば、逆バイアスSOAは極端な温度で低下する温度特性を持ち、VCE / ICの動作軌跡はIGBTのゲート抵抗Rgとゲート電圧VGEに従ってシフトします。

そのため、動作中のエコシステムとスイッチオフ期間中の最低ゲート抵抗値に関して、RgおよびVGEパラメーターを決定することが重要です。

さらに、スナバ回路はdv / dtVCEの制御に役立つ可能性があります。

静的特性

図7にIGBTRBN40H125S1FPQの出力特性を示します。この図は、コレクタ電流がランダムなゲート電圧の状況内を通過する間のコレクタ-エミッタ間電圧を表しています。

スイッチオン状態での電流処理効率と損失に影響を与えるコレクタ-エミッタ間電圧、 ゲート電圧や体温によって異なります。

IGBTドライバ回路を設計する際には、これらすべてのパラメータを考慮する必要があります。

電流は、VCEが0.7〜0.8 Vの値に達するたびに増加しますが、これはPNコレクタ-エミッタPN接合の順方向電圧によるものです。

図8は、IGBtRBN40H125S1FPQのコレクタ-エミッタ飽和電圧対ゲート電圧特性を示しています。

基本的に、VCE（sat）は、ゲート-エミッタ間電圧VGEが上昇すると低下し始めますが、VGE = 15V以上の場合の変化はわずかです。したがって、可能な限り、約15Vのゲート/エミッタ電圧VGEを使用することをお勧めします。

図9に、IGBTRBN40H125S1FPQのコレクタ電流とゲート電圧の特性を示します。

IC / VGEの特性は温度変化に基づいていますが、交点に向かうゲート電圧が低い領域は負の温度係数になる傾向があり、ゲート電圧が高い領域は正の温度係数を示します。

パワーIGBTは動作中に発熱することを考えると、特に正の温度係数領域に注意を払う方が実際には有利です。 デバイスが並行して動作している場合 。

ザ・ VGE = 15Vを使用した推奨ゲート電圧条件 正の温度特性を示します。

図10と11は、コレクタ-エミッタ飽和電圧の性能とゲートしきい値電圧の性能を示しています。
IGBTの温度は温度に依存します。

コレクタ-エミッタ飽和電圧は正の温度係数特性を備えているため、IGBT動作が大量の温度を消費している間は電流が流れにくく、並列IGBT動作中の実効電流をブロックする原因になります。

それどころか、ゲート-エミッタしきい値電圧の動作は、負の温度特性に依存しています。

高い熱放散の間、しきい値電圧は下に下がります、 デバイスの誤動作の可能性が高くなります ノイズの発生に起因します。

したがって、上記の特定の特性を中心とした注意深いテストが重要になる場合があります。

ゲート容量特性

充電特性： 図12は、スタバードIGBTデバイスのゲート電荷特性を示しています。

IGBTゲート特性は、基本的にパワーMOSFETに適用される原理とまったく同じであり、デバイスの駆動電流と駆動損失を決定する変数として提供されます。

図13は、期間1から3に分割された特性曲線を示しています。
各期間の作業手順を以下に説明します。

期間1：ゲート電圧は、電流が流れ始めるしきい値電圧まで上昇します。

VGE = 0Vから上昇するセクションは、ゲート-エミッタ間容量Cgeの充電を担当する部分です。

期間2：アクティブ領域から飽和領域への遷移が発生している間、コレクタ-エミッタ間電圧が変化し始め、ゲート-コレクタ容量Cgcが充電されます。

この特定の期間には、ミラー効果のために静電容量が著しく増加し、VGEが一定になります。

一方、IGBTが完全にオン状態にある間は、コレクタ-エミッタ間電圧の変化（VCE）とミラー効果はなくなります。

期間3：この特定の期間では、IGBTは完全に飽和状態になり、VCEは変化を示しません。ここで、ゲート-エミッタ間電圧VGEは時間とともに増加し始めます。

ゲート駆動電流を決定する方法

IGBTゲート駆動電流は、内部ゲート直列抵抗Rg、ドライバ回路の信号源抵抗Rs、デバイスの内部抵抗であるrg素子、および駆動電圧VGE（ON）に依存します。

ゲート駆動電流は次式で算出します。

IG（ピーク）= VGE（オン）/ Rg + Rs + rg

上記を念頭に置いて、IGBTドライバ出力回路を作成して、IG（peak）と同等またはそれ以上の電流駆動電位を確保する必要があります。

“赤色光の波長は何cmですか ”

通常、ピーク電流は、ドライバ回路に含まれる遅延とゲート電流のdIG / dt上昇の遅延のために、式を使用して決定された値よりも小さくなります。

これらは、駆動回路からIGBTデバイスのゲート接続ポイントへの配線インダクタンスなどの側面のために発生する可能性があります。

さらに、各ターンオンとターンオフのスイッチング特性は、Rgに大きく依存する可能性があります。

これは、最終的にはスイッチング時間とスイッチングの赤字に影響を与える可能性があります。 適切なRgを選択することが重要です 使用中のデバイスの特性に関して。

ドライブ損失の計算

ドライバ回路から発生するすべての損失が上記の抵抗係数によって吸収される場合、IGBTドライバ回路で発生する損失は以下の式で表すことができます。（（ f スイッチング周波数を示します）。

P（ドライブロス）= VGE（オン）×Qg×f

スイッチング特性

IGBTがスイッチングコンポーネントであることを考えると、そのスイッチオン、スイッチオフ速度は、その動作効率（損失）に影響を与える主な要因の1つです。

図16に、IGBTのインダクタンス負荷スイッチングの測定に使用できる回路を示します。

ダイオードクランプは誘導性負荷Lと並列に接続されているため、IGBTのターンオンの遅延（またはターンオン損失）は通常、ダイオードの回復時間特性の影響を受けます。

切り替え時間

図17に示すように、IGBTのスイッチング時間は、4つの測定期間に分類できます。

Tj、IC、VCE、VGE、およびRgの状況に関して、時間はすべての期間で大幅に変化するため、この期間は次の概要条件で評価されます。

td（on）（ターンオン遅延時間） ：ゲート-エミッタ間電圧が順方向バイアス電圧の10％まで伸びて、コレクタ電流が10％まで増加するまでの時点。
tr（立ち上がり時間） ：コレクタ電流が10％から90％に増加する時点。
td（off）（ターンオフ遅延時間） ：ゲート-エミッタ間電圧が順方向バイアス電圧の90％に達してから、コレクタ電流が90％に低下するまでの時点。
tf（落下時間） ：コレクタ電流が90％から10％に減少する時点。
ttail（テールタイム） ：IGBTのターンオフ期間は、テール時間（ttail）で構成されます。これは、IGBTが遮断されてコレクタ-エミッタ間電圧が上昇したにもかかわらず、IGBTのコレクタ側に残った過剰なキャリアが再結合によって後退するのにかかる時間として定義できます。

内蔵ダイオードの特性

パワーMOSFETとは対照的に、 IGBTは寄生ダイオードを含みません 。

その結果、高速回復ダイオード（FRD）チップがプリインストールされた統合IGBTが、モーターおよび同一のアプリケーションのインダクタンス電荷制御に採用されています。

これらのタイプの機器では、IGBTとプレインストールされたダイオードの両方の動作効率が、機器の動作効率とノイズ干渉の発生に大きく影響します。

さらに、逆回復と順電圧の品質は、内蔵ダイオードに関連する重要なパラメータです。

内蔵ダイオード逆回復特性

集中した少数キャリアは、順方向電流がダイオードを通過するとき、逆方向要素状態に達するまで、スイッチング状態中に放電されます。

これらの少数キャリアが完全に解放されるのに必要な時間は、逆回復時間（trr）として知られています。

この時間全体に含まれる動作電流は逆回復電流（Irr）と呼ばれ、これらの間隔の両方の積分値は逆回復電荷（Qrr）と呼ばれます。

Qrr = 1/2（Irr x trr）

trr期間が同等に短絡していることを考えると、それは大きな損失を伴います。

さらに、スイッチングプロセス全体で周波数を制限します。全体として、高速trrと低減Irr（Qrris small）が最適と見なされます。

これらの品質は、IGBTの順方向バイアス電流IF、diF / dt、および接合部温度Tjに大きく依存します。

一方、trrが速くなると、対応するコレクタ-エミッタ間電圧dv / dtと同様に、di / dtは回復期間の前後で急勾配になり、ノイズが発生する傾向が高まります。

以下は、ノイズの発生に対抗する方法を提供する例です。

diF / dtを減らします（IGBTスイッチオン時間を減らします）。
コレクタ-エミッタ間電圧dv / dtを最小化するために、デバイスのコレクタとエミッタの間にスナバコンデンサを含めます。
内蔵ダイオードをソフトリカバリダイオードと交換してください。

逆回復特性は、デバイスの電圧/電流許容容量に大きく依存します。

この機能は、寿命管理、大量の金属拡散、およびその他のさまざまな手法を使用して強化できます。

内蔵ダイオードの順方向電圧特性

図19に、標準IGBTの内蔵ダイオードの出力特性を示します。

ダイオード順方向電圧VFは、ダイオードを流れる電流IFがダイオードの順方向電圧降下の方向に流れるときに生成される電圧の低下を意味します。

この特性により、モーターまたは誘導アプリケーションでの逆起電力（フリーホイールダイオード）の過程で電力損失が発生する可能性があるため、より小さなVFを選択することをお勧めします。

さらに、図19に示すように、正と負の温度係数特性は、ダイオードの順方向電流の大きさIFによって決定されます。

熱抵抗特性

図20は、熱過渡現象と集積ダイオードに対するIGBTの抵抗特性を示しています。

この特性は、IGBTの接合部温度Tjを決定するために使用されます。横軸に示されているパルス幅（PW）は、単一のワンショットパルスと繰り返し操作の結果を定義するスイッチング時間を示します。

たとえば、PW = 1msおよびD = 0.2（デューティサイクル= 20％）は、繰り返し周期がT = 5msであるため、繰り返し周波数が200Hzであることを意味します。

PW = 1msおよびD = 0.2、消費電力Pd = 60Wを想定すると、IGBT接合温度の上昇ΔTjを次のように決定できます。
ΔTj= Pd×θj-c（t）= 60×0.17 = 10.2

負荷短絡特性

インバータのようなブリッジIGBTスイッチング回路を必要とするアプリケーションでは、ユニットの出力短絡の状況でも、IGBTゲート電圧がオフになるまでの時間中の損傷に耐えて保護するために短絡（過電流）保護回路が不可欠になります。

図21と22は、IGBTRBN40H125S1FPQの短絡ベアリング時間と短絡電流処理容量を示しています。

このIGBTの短絡耐量は、一般に時間tSCで表されます。

この耐電圧は、主にIGBTのゲート-エミッタ間電圧、体温、および電源電圧に基づいて決定されます。

これは、重要なHブリッジIGBT回路設計を設計する際に検討する必要があります。

さらに、次のパラメータに関して最適な定格のIGBTデバイスを選択するようにしてください。

ゲート-エミッタ間電圧VGE ：ゲート電圧が高くなると、短絡電流も大きくなり、デバイスの電流処理能力が低下します。
ケース温度 ：IGBTのケース温度ΔTjが上昇すると、デバイスが故障状態になるまで、耐電流容量が低下します。電源電圧
VCC： デバイスへの入力供給電圧が増加すると、短絡電流も増加し、デバイスの耐電流容量が低下します。

さらに、短絡または過負荷保護回路が短絡電流を感知してゲート電圧をシャットダウンする瞬間に、短絡電流は実際にはIGBTの標準動作電流の大きさよりも信じられないほど大きい。

標準ゲート抵抗Rgを使用したこの大電流でのターンオフプロセス中に、IGBT定格を超える大きなサージ電圧が発生する可能性があります。

このため、短絡状態に対処するのに適した、通常のゲート抵抗値の少なくとも10倍のIGBTゲート抵抗を適切に選択する必要があります（ただし、順バイアスSOA値の範囲内にとどまります）。

これは、短絡電流が遮断されている期間中のIGBTのコレクタ-エミッタLEDA間のサージ電圧の生成を打ち消すためです。

さらに、短絡耐量tSCは、他の関連デバイス全体にサージを分散させる可能性があります。

短絡保護回路が動作を開始するために必要な標準時間枠の最低2倍の十分なマージンを確保するように注意する必要があります。

175℃の最大接合部温度Tjmax

ほとんどの半導体デバイスの接合部温度Tjの絶対最大定格は150℃ですが、高温仕様に耐えるために、新世代デバイスの要件に従ってTjmax = 175℃が設定されています。
。
表3に、高いケース温度で動作しながら175℃に耐えるように設計されたIGBTRBN40H125S1FPQのテスト条件の良い例を示します。

Tjmax = 175℃での効果的な動作を保証するために、150℃での標準整合性テストのパラメータの多くが改善され、動作検証が実行されました。

そうは言っても、テストの根拠はデバイスの仕様に関連しています。

追加情報については、適用する可能性のあるデバイスに関連する信頼性データを必ず検証してください。

同様に、Tjmax値は、一定の動作を制限するだけでなく、一瞬でも超えてはならない規制の仕様であることを忘れないでください。

オン/オフ切り替え中のIGBTの場合でも、高温散逸に対する安全性を厳密に考慮する必要があります。

Tj = 175℃の最大ブレークダウンケース温度を決して超えない環境でIGBTを使用するようにしてください。

IGBT損失

伝導損失： IGBTを介して誘導性負荷に電力を供給する場合、発生する損失は基本的に導通損失とスイッチング損失に分類されます。

IGBTが完全にオンに切り替わるとすぐに発生する損失は導通損失と呼ばれ、IGBTがオンからオフまたはオフからオンに切り替わるときに発生する損失はスイッチング損失と呼ばれます。

事実により、損失は以下の式に示すように電圧と電流の実装に依存します。損失は、デバイスが導通している間でも、コレクタ-エミッタ飽和電圧VCE（sat）の影響の結果として発生します。

損失によりIGBT内で発熱が発生する可能性があるため、VCE（sat）は最小限に抑える必要があります。
損失（P）=電圧（V）×電流（I）
ターンオン損失：P（ターンオン）= VCE（sat）×IC

スイッチング損失： IGBT損失はスイッチング時間を使用して推定するのが難しい場合があるため、回路設計者がスイッチング損失を決定するのを支援するために、関連するデータシートに参照表が組み込まれています。

下の図24は、IGBTRBN40H125S1FPQのスイッチング損失特性を示しています。

係数EonおよびEoffは、コレクタ電流、ゲート抵抗、および動作温度に大きく影響されます。

Eon（ターンオンエネルギー損失）

誘導性負荷に対するIGBTのターンオンプロセス中に発生した損失の量と、ダイオードの逆回復時の回復損失。

Eonは、ゲート電圧がIGBTに電力を供給され、コレクタ電流が流れ始める時点から、IGBTが完全にスイッチオン状態に移行する時点まで計算されます。

Eoff（ターンオフエネルギー損失

これは、誘導性負荷のターンオフ期間中に発生する損失の大きさであり、テール電流が含まれます。

Eoffは、ゲート電流が遮断されてコレクタ-エミッタ間電圧が上昇し始めた時点から、IGBTが完全にスイッチオフ状態に達する時点まで測定されます。

概要

絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGTB）デバイスは、基本的に電子スイッチとして使用される3端子パワー半導体デバイスの一種であり、新しいデバイスで非常に高速なスイッチングと高効率の組み合わせを提供することでも知られています。

大電流アプリケーション用IGBT

VFD（可変周波数ドライブ）、VSF（可変速冷蔵庫）、列車、スイッチングアンプを備えたステレオシステム、電気自動車、エアコンなどのさまざまな最新の電化製品は、電力を切り替えるために絶縁ゲートバイポーラトランジスタを使用しています。

枯渇モードIGBTのシンボル

増幅器が絶縁ゲートバイポーラトランジスタを使用する場合、絶縁ゲートバイポーラトランジスタは基本的に高速かつ高速なペースでオンとオフを切り替えるように設計されているため、ローパスフィルタとパルス幅変調とともに本質的に複雑な波形を合成することがよくあります。

パルス繰り返し率は、スイッチングアプリケーションで構成される最新のデバイスによって自慢されており、デバイスを次の形式で使用した場合にデバイスが処理する最高可聴周波数の10倍の周波数である超音波範囲内に十分収まります。アナログオーディオアンプ。

大電流とシンプルなゲートドライブの特性からなるMOSFETは、IGTBによる低飽和電圧容量のバイポーラトランジスタと組み合わされています。

IGBTはBJTとMosfetの組み合わせです

単一のデバイスは、スイッチとして機能するバイポーラパワートランジスタと制御入力として機能する絶縁ゲートFETを組み合わせることにより、IGBTによって作成されます。

絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGTB）は、主に、互いに並列に配置された複数のデバイスで構成されるアプリケーションで使用され、ほとんどの場合、数百アンペアの範囲の非常に高い電流を処理する能力があります。 6000Vのブロッキング電圧は数百キロワットに相当し、誘導加熱、スイッチモード電源、トラクションモーター制御などの中電力から高電力を使用します。サイズが大きい絶縁ゲートバイポーラトランジスタ。

IGBTは最先端のトランジスタです

絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGTB）は、当時の新しい最近の発明です。

1980年代と1990年代初頭に発明され発売された第1世代のデバイスは、切り替えプロセスが比較的遅く、ラッチアップ（デバイスの電源がオンになり、電源が入らない）などのさまざまなモードで障害が発生しやすいことがわかりました。電流がデバイスを流れ続けるまでオフ）、および二次故障（大電流がデバイスを流れると、デバイスに存在する局所的なホットスポットが熱暴走になり、その結果、デバイスが燃焼します）。

第2世代のデバイスとブロック上の最新のデバイスで多くの改善が見られました。第3世代のデバイスは、第1世代のデバイスよりも優れていると考えられています。