パルス幅変調またはPWM処理によってアナログオーディオ信号を増幅するように設計され、デューティサイクルを調整できるオーディオアンプは、デジタルアンプ、クラスDアンプ、スイッチアンプ、PWMアンプなど多くの名前で知られています。
高効率で実行できるため、 クラスDアンプ 歪みが無視できるモバイルおよびパブリックアドレスアプリケーションのお気に入りのコンセプトになっています。
PWMアンプが非常に効率的である理由
これは、アナログオーディオ信号を同等のPWM変調コンテンツに変換するためです。この変調されたPWMオーディオ信号は、MOSFETやBJTなどの出力デバイスによって効率的に増幅され、接続されたスピーカーの両端にある特別なインダクターを使用して高出力アナログバージョンに変換されます。
私達はことを知っています 半導体 などのデバイス MOSFET、およびBJT 入力信号の未定義の領域で操作され、高温になる傾向がある「嫌い」。たとえば、 MOSFET ゲート信号が8V未満の場合、は正しくオンにならず、BJTは0.5 V未満のベースドライブで正しく応答しないため、ボディヒートシンクを介して大量の熱が放散されます。
本質的に指数関数的であるアナログ信号は、上記のデバイスを不快で好ましくない遅い上昇および遅い下降電位で動作させ、高い熱放散およびより大きな非効率を引き起こす。
PWM 対照的に、増幅の概念は、これらのデバイスを完全にオンにするか、完全にオフにすることで、中間の未定義の電位なしで動作できるようにします。このため、デバイスは熱を放射せず、オーディオ増幅は高効率で最小の損失でレンダリングされます。
リニアアンプと比較したデジタルアンプの利点
- デジタルアンプまたはPWMアンプはPWM処理を使用するため、出力デバイスは最小限の熱放散で信号を増幅します。リニアアンプはエミッタフォロワ設計を採用しており、音響増幅時に大量の熱を放散します。
- デジタル増幅器は、線形増幅器と比較して、より少ない数の出力パワーデバイスで動作できます。
- 熱放散が最小限であるため、大きなヒートシンクに依存するリニアアンプと比較して、ヒートシンクや小さなヒートシンクは必要ありません。
- デジタルPWMアンプは、リニアアンプに比べて安価、軽量、高効率です。
- デジタルアンプは、リニアアンプよりも小さい電源入力で動作できます。
この投稿では、以下の最初のPWMパワーアンプは6 Vバッテリーで動作し、最大5Wの出力電力を生成します。その露骨な出力容量を考えると、PWMアンプはメガホンによく見られます。
モバイルAFアンプの一般的な問題は、効率が低いため、低い電源電圧から高電力を生成することが難しいことです。
ただし、ここで説明するPWMアンプは、メガホンや関連するP.A.で許容できる歪みレベルでほぼ100％の効率を備えています。デバイス。設計に寄与するいくつかの要因を以下に説明します。
パルス幅変調
パルス幅変調（PWM）の原理は、以下の図1に示されています。
概念は単純です。より高い周波数の長方形信号のデューティサイクルは、入力信号によって制御されます。パルスのスイッチオン時間は、入力信号の瞬間的な振幅に関連しています。
周波数に加えて、オン時間とオフ時間の量は一定です。したがって、入力信号が欠落している場合、対称的な方形波信号が生成されます。
比較的良好な音質を実現するには、矩形信号の周波数を入力信号の最高周波数の2倍にする必要があります。
得られた信号は、スピーカーに電力を供給するために使用できます。図4は、オシロスコープのトレースでの明確な変換を示しています。
上のトレースは、フィルタリング後の出力信号を示しており、スピーカー全体で測定されています。残りの振幅 PWM信号 正弦波と重なっているのは小さいです。
アンプとしての電子スイッチ
図2に、ブロック図を使用したPWMアンプの標準動作を示します。
入力が短絡していると仮定しましょう、スイッチSにコンデンサCに電力を供給7現在の私と二。これは、適切な上限スイッチング電圧が達成されるまで続きます。
次に、Rを接続します7地面に。その後、C7Sの下限スイッチング電圧まで放電されますに。その結果、C7およびR7周波数50kHzの方形波を生成します。
アンプの入力にAF信号が流れると、追加電流I1充電時間を比較的短縮または延長するか、放電時間を増減します。
したがって、入力信号は、スピーカーの出力で見られる方形波信号のデューティファクタを変更します。
PWMアンプの基本的な動作に不可欠な2つの法則があります。
“風力発電機の作り方 ”
- 1つ目はスイッチSですbSと逆位相で制御されますにPWM信号の代替電圧としてもう一方のスピーカー端子を保持します。
このセットアップは、スイッチングブリッジタイプの電力出力ステージの結果を生成します。その後、各極性で、スピーカーは最大の消費電流が達成されるように最大供給電圧で強制されます。
2.次に、インダクタLを調べます。1私も二。インダクタの目的は、前のスコープトレースに示されているように、長方形の信号を積分して正弦波に変換することです。さらに、50kHzの矩形信号の機能と高調波サプレッサーも備えています。
控えめなデザインからの高音出力
上図の回路図から、ブロック図で使用されている電子部品を簡単に識別できます。
抵抗R1、カップリングコンデンサCなどのいくつかの部品1およびC4、ボリュームコントロールP1オペアンプAをベースにしたアンプ1コンデンサー（または静電）マイクのバイアス作業を行います。
この操作全体で、PWMアンプの入力セグメントが作成されます。前に説明したように、スイッチSにおよびSb電子スイッチESによって構築されています1ESへ4とトランジスタのペアT1-T3およびT二-T4。
PWMジェネレータを構成する電子部品の部品表示は、ブロック図に記載されているものに関連しています。
おそらく、全駆動状態で強制されても出力トランジスタが加熱されないため、PWMアンプはまれに効率的です。つまり、出力段の消費電力は実質的にゼロです。
インダクタLを選択する前に考慮する必要がある最も重要な要素1私も二飽和することなく3Aをチャネルできる必要があるということです。
実際のインダクタンスの考慮事項は2番目にすぎません。たとえば、このプロジェクトで使用されているインダクタは、調光器から入手したものです。
ダイオードDの目的3Dへ6インダクタによって生成された逆起電力を適度に安全な値に抑えることです。
さらに、オペアンプAの非反転入力1Dによって形成されます1、C3、D二およびR3。この入力電圧は、効率的にフィルタリングされ、電源電圧の半分に等しくなります。
従来のオペアンプアンプを使用する場合、電圧ゲインは負帰還ループによって割り当てられます。 R4およびR5ゲインを83に設定して、十分なマイク感度を確保します。
高インピーダンス信号源を使用している場合、R4必要に応じて増幅することができます。
L1私も二位相シフトを引き起こし、そのため、Tのコレクターで方形波信号の助けを借りてフィードバックが可能です1正弦波スピーカー信号と比較して。
Cと組み合わせる5オペアンプは、PWMフィードバック信号の重要な統合を実現します。
フィードバックシステムはアンプの歪みを軽減しますが、パブリックアドレス以外の他のアプリケーションに使用できるほど広範囲ではありません。
通常、歪みの少ないクラスDアンプには、大幅に増加した供給電圧と複雑な回路設計が必要になります。
この設定を実装すると、回路の全体的な効率が低下します。 HCMOSタイプが適しているため、アンプの電子スイッチを選択する際には注意が必要です。
典型的なCMOSタイプ4066は非常に遅く、Tを横切る「短絡」を引き起こすには不適切です。1-T3およびT二-T4。それだけでなく、アンプを酷使したり、永久に損傷したりするリスクも高まります。
メガホン用PWMアンプ
電子愛好家は、ホーンタイプのスピーカーに電力を供給するためにクラスDアンプを採用することを好みます。これは、選択した電力レベルで最も大きな音を生成できるためです。
6Vのバッテリーパックと圧力チャンバースピーカーを使用して、アンプモデルを簡単に構築できました。
既存の4Wの出力電力は、適切なオーディオ範囲のメガホンで測定可能でした。
メガホンに電圧を供給するために、4つの1.5V乾電池またはアルカリモノセルが直列に接続されました。この設定を頻繁に使用する場合は、充電式NiCdまたはゲルタイプ（Dryfit）バッテリーを選択してください。
メガホンの最大消費電流は0.7Aであるため、標準アルカリがフル出力で24時間の動作をサポートするのに適しています。
非連続使用を計画している場合は、乾電池のセットを選択するだけで十分です。
どの電源を使用する場合でも、7Vを超えてはならないことに注意してください。
その理由はICのHCMOSスイッチです1その電圧レベル以上では正しく機能しません。
幸いなことに、アンプの場合、供給電圧の最大しきい値は11Vより大きくなります。
上記で説明したPWMクラスDアンプのPCB設計を以下に示します。
別の優れたPWMアンプ
適切に設計されたPWM増幅器は、対称的な方形波発生器で構成されます。
この方形波のデューティサイクルは、オーディオ信号によって変調されます。
出力トランジスタは線形に動作するのではなく、スイッチとして動作するため、完全にオンまたはオフになります。休止状態では、波形のデューティサイクルは50％です。
つまり、すべての出力トランジスタは、同じ期間、完全に飽和しているか、導通としても知られています。その結果、平均出力電圧はゼロになります。
つまり、一方のスイッチがもう一方のスイッチよりも少し長く閉じたままの場合、平均出力電圧は、入力信号の極性に応じて負または正のいずれかになります。
したがって、平均出力電圧が入力信号に関係していることがわかります。これは、出力トランジスタが完全にスイッチとして機能するため、出力段での電力損失が非常に少ないためです。
デザイン
図1に、D級PWMアンプの回路図全体を示します。 PWMアンプはそれほど複雑である必要はないことがわかります。
入力オーディオ信号は、コンパレータとして機能するオペアンプIC1に適用されます。このセットアップは、回路に並列に接続されたいくつかのシュミットトリガーを導きます。
それらは2つの理由でそこにあります。まず、「方形」波形が必要です。次に、出力段に適切なベース駆動電流が必要です。この段階では、2つのシンプルで高速なトランジスタ（BD137 / 138）がインストールされています。
アンプ全体が発振し、方形波を発生します。その理由は、コンパレータ（IC1）からの1つの入力がRCネットワークを介して出力に接続されているためです。
さらに、IC1の両方の入力は、分圧器R3 / R4を使用することにより、電源電圧の前半にバイアスされます。
IC1の出力が低く、T1 / T2のエミッタが高いたびに、コンデンサC3の充電は抵抗R7を介して行われます。同時に、非反転入力の電圧が上昇します。
この上昇する電圧が反転プットのレベルを超えると、IC1の出力がローからハイに切り替わります。
その結果、T1 / T2のエミッターがハイからローに変わります。この条件により、C3はR7を介して放電し、プラス入力の電圧はマイナス入力の電圧よりも低くなります。
IC1の出力もロー状態に戻ります。最終的に、R7とC3によって決定される周波数で方形波出力が生成されます。提供された値は700kHzで発振を生成します。
を使用して オシレーター 、周波数を変調することができます。通常リファレンスとして使用されるIC1の反転入力のレベルは一定ではなく、オーディオ信号によって決定されます。
さらに、振幅は、コンパレータの出力が変化し始める正確なポイントを決定します。その結果、方形波の「厚さ」はオーディオ信号によって定期的に変調されます。
アンプが700kHz送信機として動作しないようにするには、出力でフィルタリングを実行する必要があります。 L1 / C6とC7 / R6で構成されるLC / RCネットワークは、 フィルタ 。
技術仕様
- 8オームの負荷と12Vの供給電圧を備えたアンプは、1.6Wを生成しました。
- 4オームを使用すると、電力は3 Wに増加します。このような小さな放散熱の場合、出力トランジスタを冷却する必要はありません。
- このような単純な回路では、高調波歪みが異常に低いことが証明されています。
- 全高調波歪みレベルは、20Hzから20,000Hzの測定範囲で0.32％未満でした。
下の図では、PCBとアンプの部品のレイアウトを見ることができます。この回路を構築する時間とコストは非常に低いため、PWMの理解を深めたいと考えている人にとっては絶好のチャンスです。
パーツリスト
抵抗器：
R1-22k
R2、R7-1M
R3、R4-2.2k
R6-420 k
R6-8.2オーム
P1 = 100k対数ポテンショメータ
Conacitor;
C1、C2-100 nF
C3-100 pF
C4、C5-100μF/ 16V
C6 = 68 nF
C7-470nF
C8-1000p / 10 V
C9-2n2
半導体：
IC1-CA3130
IC2- 00106
T1 = BD137
T2-BD138
その他：
L1 =39μHインダクタ
シンプルな3トランジスタD級アンプ回路
PWMアンプの卓越した効率は、出力トランジスタとしてBC107を使用して3Wの出力を生成できることです。さらに良いことに、ヒートシンクは必要ありません。
増幅器は、約6 kHzで動作し、クラスD出力段を強制する電圧制御パルス幅発振器を備えています。
シナリオは2つだけです–完全にオンまたは完全にオフです。そのため、消費電力は非常に小さく、その結果、高効率が得られます。出力波形は入力のようには見えません。
ただし、出力波形と入力波形の積分は、時間に対して互いに比例します。
提示されたコンポーネント値の表は、出力が3 W〜100Wの任意のアンプを製造できることを示しています。それを考えると、1kWまでのより強い電力を達成することができます。
欠点は、歪みの約30％が発生することです。その結果、アンプは音声増幅のみに利用できます。スピーチが信じられないほど理解できるので、拡声システムに適しています。
デジタルオペアンプ
次の概念は、基本セットリセットフリップフロップIC 4013を使用して、アナログオーディオ信号を対応するPWM信号に変換する方法を示しています。この信号は、さらにMOSFETステージに供給して目的のPWM増幅を行うことができます。
4013パッケージの半分を、目的の出力電圧に比例するデューティサイクルのデジタル出力を備えたアンプとして使用できます。アナログ出力が必要なときはいつでも、単純なフィルターがその役目を果たします。
指定されたクロックパルスに従う必要があり、これらは目的の帯域幅よりも周波数が大幅に高くなければなりません。ゲインはR1 / R2ですが、時間R1R2C /（R1 + R2）はクロックパルスの周期よりも長くする必要があります。
アプリケーション
回路の使い方はたくさんあります。いくつかは：
- メインのゼロ交差点からパルスを取得し、出力でトライアックを強制します。その結果、RFIを使用せずにリレーショナル電源制御が可能になりました。
- 高速クロックを使用して、出力でドライバトランジスタを切り替えます。その結果、高効率のPWMオーディオアンプが実現します。
30ワットPWMアンプ
30WクラスDオーディオアンプの回路図は次のPDFファイルで見ることができます。
30ワットクラスD ダウンロードオペアンプIC1は、可変音量制御ポテンショメータVR1を介して入力オーディオ信号を増幅します。 PWM（パルス幅変調）信号は、オーディオ信号を100kHzの三角波と比較することによって生成されます。これは、コンパレータ1C6を介して実現されます。抵抗RI3は正帰還を供給するために採用されており、C6は実際にコンパレータの動作時間を向上させるために導入されています。
コンパレータ出力は、±7.5Vの極端な電圧間で切り替わります。プルアップ抵抗R12は+ 7.5Vを提供し、-7.5Vはピン1でオペアンプIC6の内部オープンエミッタトランジスタによって供給されます。この信号が正のレベルに移動する間、トランジスタTR1は電流シンク端子のように機能します。この電流シンクにより、抵抗R16の両端の電圧降下が増加し、MOSFETTR3をオンにするのに十分になります。
信号が負の極値に切り替わったとき。 TR2は電流源に変わり、R17の両端で電圧降下が発生します。このドロップは、TR4をオンにするのにちょうど十分になります。基本的に、MOSFET TR3とTR4は交互にトリガーされ、+ /-15Vの間で切り替わるPWM信号を生成します。
この時点で、この増幅されたPWM信号を、入力オーディオ信号の増幅された同等物である可能性のある良好なオーディオ再生に戻すか変換することが不可欠になります。
これは、三角形のベース周波数よりも大幅に低いカットオフ周波数（25kHz）を持つ3次Butterworhローパスフィルターを介してPWMデューティサイクルの平均を作成することによって実現されます。
この動作により、100kHzで大幅な減衰が発生します。得られた最終出力は、入力オーディオ信号の増幅された複製であるオーディオ出力にタンスパイアします。
回路構成1C2および1C5を介した三角波発生器。IC2は、R7およびR11を介して正帰還が供給される方形波発生器のように機能します。ダイオードDIからD5は、双方向クランプのように機能します。これにより、電圧が約+/- 6Vに固定されます。
完全な積分器は、方形波を三角波に変換するプリセットVR2、コンデンサC5、およびIC5によって作成されます。プリセットVR2は、周波数調整機能を提供します。
（ピン6）の1C5出力は1C2にフィードバックを供給し、抵抗R14とプリセットVR3は柔軟な減衰器として機能し、必要に応じて三角波のレベルを微調整できます。
フルサーキットを作成した後、VR2とVR3を微調整して、最高品質のオーディオ出力を有効にする必要があります。 1C4およびIC3用の通常の741オペアンプのセットをユニティゲインバッファとして使用して、+ /-7.5Vの電力を供給することができます。
コンデンサC3、C4、C11、およびC12はろ過に使用され、残りのコンデンサは電源のデカップリングに使用されます。
この回路は、デュアル+/- 15V DC電源で電力を供給できます。この電源は、コンデンサC13とインダクタL2を使用して、LCステージを介して30W8オームのスピーカーを駆動できます。 MOSFET TR3およびTR4には、おそらく適度なヒートシンクが必要になる場合があることに注意してください。
前：調整可能なドリルマシン速度コントローラー回路 次へ：ドップラー効果を使用したモーションディテクター回路
